掌握非對稱延遲變數 CAN收發器提高資料傳輸率 by 新通訊 / Magnus-Maria Hell
掌握非對稱延遲變數 CAN收發器提高資料傳輸率
未來透過CAN FD通訊協定，CAN資料傳輸率可從資料階段加以提高。目前汽車業分成兩部分討論，一是2Mbit/s的多分支網路，另外則是最高到5Mbit/s和8Mbit/s的多點通訊。
迴路延遲局限CAN FD位元率提升
要廣義涵蓋CAN FD通訊協定，並不須要對現有CAN收發器加以任何改良，但由於在資料階段就要提高位元率，因此實體層(PHY)需要新的參數；而在開發所謂CAN高速接收器時，開發人員有必要參考ISO11898-2/-5/-6標準，這些標準指定許多靜態參數，像是隱性和顯性的電壓位準。
事實上，位元率越高，動態參數就越顯重要，實體層唯一的動態參數為TxD-to-RxD傳播延遲(迴路延遲)(圖1)，參數最大值在現行ISO 11898-2標準下為280奈秒(ns)；在ISO 11898-5標準下為255奈秒；而ISO 11898-6則是以ISO 11898-5為基準，傳播延遲規格相同。
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圖1 TxD-to-RxD收發器傳播延遲規格
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TxD-to-RxD迴路延遲適用於隱性到顯性的轉移，也適用於顯性到隱性的轉移，參數係針對60歐姆(Ω)和100pF的總線負載指定。此種規格的缺點是，允許極度非對稱的轉移傳播延遲，如此將縮短或延長隱性或顯性位元的位元長度，限制CAN FD電報資料階段可能的位元率上限。
圖2顯示極度對稱和非對稱TxD-to-RxD傳播延遲效能的差異。假如收發器具有極度對稱行為，顯性位元的RxD位元時間將與TxD位元的位元時間相同；假如收發器具有極度非對稱的行為，RxD的顯性位元將大幅縮短，隱性位元則會延長，
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圖2 TxD-to-RxD傳播延遲完美對稱的收發器
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顯/隱性位元時間長度
為了將CAN FD應用的收發器效能最佳化，因此須指定傳播延遲對稱(圖3)。從分析市場上多款CAN收發器便能發現，連續顯性位元數量會對收發器行為造成影響，為了將此發現涵蓋在規格中，指定連續五個顯性位元之後的隱性位元的位元時間遂有其必要。
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圖3 CAN FD收發器的傳播延遲規格
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表1 TxD-to-RxD傳播延遲對稱的新規格
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CAN匯流排網路
另一個發生非對稱延遲的原因，則是匯流排網路本身的實際行為。CAN收發器具有開漏輸出階段(圖1)，且不具如FlexRay收發器的推挽式功率級，這類的開漏概念允許控制隱性到顯性的轉換速率，以將排放最佳化，並允許只從匯流排控制顯性位準。
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圖4 不同電容負載對顯性位元時間的影響
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圖5 標示出最大和最小接收器閾值位準
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溫度
傳播延遲非對稱的另一項原因為溫度。視技術和驅動器概念而定，溫度係數可能為正值或負值。
顯性差動電壓位準
非對稱變動的原因還有顯性差動電壓(VCAN_H-VCAN_L)的位準，如果顯性電壓位準較高，例如接近最高位準的3伏特，關閉時間就會延長，直到差動電壓位準低於最小接收器臨界值位準的500毫伏特。 顯性差動電壓位準取決於三項因素。
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| ‧ |
假如位元率較高，VCC範圍和溫度範圍就會縮小，讓較高的位元率也能達到穩定的通訊。
表1的資料顯示，實體層隱性到顯性與顯性到隱性的迴路延遲不同，例如2Mbit/s時的差異可能介於+50∼-100奈秒，若要從接收節點計算預期的位元時間，則需要有收發器和接收器的資訊，針對這項需求，更新後的ISO 11898-2提供了發送器延遲對稱的資訊(圖6)。
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圖6 發射器和接收器延遲對稱的說明
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圖7 發射器傳播延遲對稱的定義
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微控制器和收發器之間的介面也可能是導致非對稱延遲的原因。微控制器TxD輸出驅動器的轉換速率對稱，及收發器RxD輸出驅動器的轉換速率對稱，也會影響對稱。
電路板上的電容負載，還有收發器TxD輸入或微控制器RxD輸入的電容輸入負載，皆可修改對稱。收發器TxD輸入緩衝區的輸入概念，如互補式金屬氧化物半導體(CMOS)位準輸入或電晶體邏輯(TTL)位準輸入臨界值，可能導致額外的對稱，如果輸出驅動器的轉換速率完全相符，CMOS位準輸入影響對稱的程度就較低。因為非對稱是由驅動器的對稱效能決定，如果收發器TxD輸入具有TTL輸入位準，這些臨界值會增加由臨界值建立的額外非對稱。
圖8顯示的範例具有非常低的輸入臨界值和非常小的磁滯。驅動器的轉換速率為極度對稱，但TTL輸入階段會將顯性位元時間縮短，這樣的非對稱會延長隱性位元，因而有所幫助，但匯流排通常會縮短隱性位元時間，在兩端皆有終端的點對點網路中，位元率也會受到限制。
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圖8 TTL與CMOS收發器TxD輸入概念的比較
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圖9 收發器內部位元時間的影響取決於轉換速率
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振鈴因素
另一個非對稱的原因，就是隱性到顯性轉移的振鈴。值得注意的是，這是不受控制的轉移，未終止的線路和星狀拓撲是此轉移發生振鈴的原因，而且振鈴還會額外縮短隱性位元，不過隱性到顯性轉移較不重要，因為收發器會以輸出階段控制轉移。如果發生振鈴，強力的輸出階段便會加以抑制。
實體層對稱的重要性在於實體層非對稱會減少取樣點的可能範圍，如果我們檢視最新可能的取樣點時間，則必須檢查兩種不同的狀況。第一種狀況為要再次同步的兩個隱性到顯性邊緣的最大可能距離，此時間為十個位元時間。若要計算最新的可能取樣點，必須考量：
| ‧ | |
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| ‧ |
第二種狀況為五個位元的情況，並連續傳送最多數量的顯性位元。在此情況下，必須考量上述要點及收發器對稱(2Mbit/s為50奈秒，5Mbit/s為20奈秒)，要找出最早的可能取樣時間，五個顯性位元之後的隱性位元是最重要的。此時，除了其他要點，還必須考慮收發器非對稱(2Mbit/s的100奈秒或5Mbit/s的80奈秒)、網路振鈴和匯流排負載。
若要在高位元率(2Mbit/s以上)運作的CAN FD網路中成功且穩定通訊，應使用特殊的CAN FD收發器及短截線的線性網路拓撲，以及電容匯流排負載引擎控制零件(ECU)，另外，工程師還需要對取樣點進行密集分析，收發器的新參數對典型CAN網路和CAN FD網路都有所幫助。
對於典型的CAN網路，這些參數有助於讓取樣點的計算變得更簡單或更可靠，而不須親自試用或預估任何數值，這些數值會在日後的資料表中提供。目前，ISO 11898-2標準仍持續更新中(亦即對稱檢閱)，其中-2/-5和-6等部分將在ISO11898-2統合為一部分，並將加入新參數。
(本文作者任職於英飛凌)
>來源網址:https://www.2cm.com.tw/2cm/zh-tw/tech/BA9D00ECF5824CFBA4110DD38C3AD409
>如有侵權疑慮，請來信告知，立即下架，謝謝
掌握非對稱延遲變數 CAN收發器提高資料傳輸率 by 新通訊 / Magnus-Maria Hell
掌握非對稱延遲變數 CAN收發器提高資料傳輸率
未來透過CAN FD通訊協定，CAN資料傳輸率可從資料階段加以提高。目前汽車業分成兩部分討論，一是2Mbit/s的多分支網路，另外則是最高到5Mbit/s和8Mbit/s的多點通訊。
迴路延遲局限CAN FD位元率提升
要廣義涵蓋CAN FD通訊協定，並不須要對現有CAN收發器加以任何改良，但由於在資料階段就要提高位元率，因此實體層(PHY)需要新的參數；而在開發所謂CAN高速接收器時，開發人員有必要參考ISO11898-2/-5/-6標準，這些標準指定許多靜態參數，像是隱性和顯性的電壓位準。
事實上，位元率越高，動態參數就越顯重要，實體層唯一的動態參數為TxD-to-RxD傳播延遲(迴路延遲)(圖1)，參數最大值在現行ISO 11898-2標準下為280奈秒(ns)；在ISO 11898-5標準下為255奈秒；而ISO 11898-6則是以ISO 11898-5為基準，傳播延遲規格相同。
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圖1 TxD-to-RxD收發器傳播延遲規格
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TxD-to-RxD迴路延遲適用於隱性到顯性的轉移，也適用於顯性到隱性的轉移，參數係針對60歐姆(Ω)和100pF的總線負載指定。此種規格的缺點是，允許極度非對稱的轉移傳播延遲，如此將縮短或延長隱性或顯性位元的位元長度，限制CAN FD電報資料階段可能的位元率上限。
圖2顯示極度對稱和非對稱TxD-to-RxD傳播延遲效能的差異。假如收發器具有極度對稱行為，顯性位元的RxD位元時間將與TxD位元的位元時間相同；假如收發器具有極度非對稱的行為，RxD的顯性位元將大幅縮短，隱性位元則會延長，
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圖2 TxD-to-RxD傳播延遲完美對稱的收發器
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顯/隱性位元時間長度
為了將CAN FD應用的收發器效能最佳化，因此須指定傳播延遲對稱(圖3)。從分析市場上多款CAN收發器便能發現，連續顯性位元數量會對收發器行為造成影響，為了將此發現涵蓋在規格中，指定連續五個顯性位元之後的隱性位元的位元時間遂有其必要。
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圖3 CAN FD收發器的傳播延遲規格
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表1 TxD-to-RxD傳播延遲對稱的新規格
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CAN匯流排網路
另一個發生非對稱延遲的原因，則是匯流排網路本身的實際行為。CAN收發器具有開漏輸出階段(圖1)，且不具如FlexRay收發器的推挽式功率級，這類的開漏概念允許控制隱性到顯性的轉換速率，以將排放最佳化，並允許只從匯流排控制顯性位準。
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圖4 不同電容負載對顯性位元時間的影響
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圖5 標示出最大和最小接收器閾值位準
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溫度
傳播延遲非對稱的另一項原因為溫度。視技術和驅動器概念而定，溫度係數可能為正值或負值。
顯性差動電壓位準
非對稱變動的原因還有顯性差動電壓(VCAN_H-VCAN_L)的位準，如果顯性電壓位準較高，例如接近最高位準的3伏特，關閉時間就會延長，直到差動電壓位準低於最小接收器臨界值位準的500毫伏特。 顯性差動電壓位準取決於三項因素。
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假如位元率較高，VCC範圍和溫度範圍就會縮小，讓較高的位元率也能達到穩定的通訊。
表1的資料顯示，實體層隱性到顯性與顯性到隱性的迴路延遲不同，例如2Mbit/s時的差異可能介於+50∼-100奈秒，若要從接收節點計算預期的位元時間，則需要有收發器和接收器的資訊，針對這項需求，更新後的ISO 11898-2提供了發送器延遲對稱的資訊(圖6)。
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圖6 發射器和接收器延遲對稱的說明
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圖7 發射器傳播延遲對稱的定義
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微控制器和收發器之間的介面也可能是導致非對稱延遲的原因。微控制器TxD輸出驅動器的轉換速率對稱，及收發器RxD輸出驅動器的轉換速率對稱，也會影響對稱。
電路板上的電容負載，還有收發器TxD輸入或微控制器RxD輸入的電容輸入負載，皆可修改對稱。收發器TxD輸入緩衝區的輸入概念，如互補式金屬氧化物半導體(CMOS)位準輸入或電晶體邏輯(TTL)位準輸入臨界值，可能導致額外的對稱，如果輸出驅動器的轉換速率完全相符，CMOS位準輸入影響對稱的程度就較低。因為非對稱是由驅動器的對稱效能決定，如果收發器TxD輸入具有TTL輸入位準，這些臨界值會增加由臨界值建立的額外非對稱。
圖8顯示的範例具有非常低的輸入臨界值和非常小的磁滯。驅動器的轉換速率為極度對稱，但TTL輸入階段會將顯性位元時間縮短，這樣的非對稱會延長隱性位元，因而有所幫助，但匯流排通常會縮短隱性位元時間，在兩端皆有終端的點對點網路中，位元率也會受到限制。
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圖8 TTL與CMOS收發器TxD輸入概念的比較
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圖9 收發器內部位元時間的影響取決於轉換速率
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振鈴因素
另一個非對稱的原因，就是隱性到顯性轉移的振鈴。值得注意的是，這是不受控制的轉移，未終止的線路和星狀拓撲是此轉移發生振鈴的原因，而且振鈴還會額外縮短隱性位元，不過隱性到顯性轉移較不重要，因為收發器會以輸出階段控制轉移。如果發生振鈴，強力的輸出階段便會加以抑制。
實體層對稱的重要性在於實體層非對稱會減少取樣點的可能範圍，如果我們檢視最新可能的取樣點時間，則必須檢查兩種不同的狀況。第一種狀況為要再次同步的兩個隱性到顯性邊緣的最大可能距離，此時間為十個位元時間。若要計算最新的可能取樣點，必須考量：
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第二種狀況為五個位元的情況，並連續傳送最多數量的顯性位元。在此情況下，必須考量上述要點及收發器對稱(2Mbit/s為50奈秒，5Mbit/s為20奈秒)，要找出最早的可能取樣時間，五個顯性位元之後的隱性位元是最重要的。此時，除了其他要點，還必須考慮收發器非對稱(2Mbit/s的100奈秒或5Mbit/s的80奈秒)、網路振鈴和匯流排負載。
若要在高位元率(2Mbit/s以上)運作的CAN FD網路中成功且穩定通訊，應使用特殊的CAN FD收發器及短截線的線性網路拓撲，以及電容匯流排負載引擎控制零件(ECU)，另外，工程師還需要對取樣點進行密集分析，收發器的新參數對典型CAN網路和CAN FD網路都有所幫助。
對於典型的CAN網路，這些參數有助於讓取樣點的計算變得更簡單或更可靠，而不須親自試用或預估任何數值，這些數值會在日後的資料表中提供。目前，ISO 11898-2標準仍持續更新中(亦即對稱檢閱)，其中-2/-5和-6等部分將在ISO11898-2統合為一部分，並將加入新參數。
(本文作者任職於英飛凌)
>來源網址:https://www.2cm.com.tw/2cm/zh-tw/tech/BA9D00ECF5824CFBA4110DD38C3AD409
>如有侵權疑慮，請來信告知，立即下架，謝謝
掌握非對稱延遲變數 CAN收發器提高資料傳輸率 by 新通訊 / Magnus-Maria Hell
掌握非對稱延遲變數 CAN收發器提高資料傳輸率
未來透過CAN FD通訊協定，CAN資料傳輸率可從資料階段加以提高。目前汽車業分成兩部分討論，一是2Mbit/s的多分支網路，另外則是最高到5Mbit/s和8Mbit/s的多點通訊。
迴路延遲局限CAN FD位元率提升
要廣義涵蓋CAN FD通訊協定，並不須要對現有CAN收發器加以任何改良，但由於在資料階段就要提高位元率，因此實體層(PHY)需要新的參數；而在開發所謂CAN高速接收器時，開發人員有必要參考ISO11898-2/-5/-6標準，這些標準指定許多靜態參數，像是隱性和顯性的電壓位準。
事實上，位元率越高，動態參數就越顯重要，實體層唯一的動態參數為TxD-to-RxD傳播延遲(迴路延遲)(圖1)，參數最大值在現行ISO 11898-2標準下為280奈秒(ns)；在ISO 11898-5標準下為255奈秒；而ISO 11898-6則是以ISO 11898-5為基準，傳播延遲規格相同。
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圖1 TxD-to-RxD收發器傳播延遲規格
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TxD-to-RxD迴路延遲適用於隱性到顯性的轉移，也適用於顯性到隱性的轉移，參數係針對60歐姆(Ω)和100pF的總線負載指定。此種規格的缺點是，允許極度非對稱的轉移傳播延遲，如此將縮短或延長隱性或顯性位元的位元長度，限制CAN FD電報資料階段可能的位元率上限。
圖2顯示極度對稱和非對稱TxD-to-RxD傳播延遲效能的差異。假如收發器具有極度對稱行為，顯性位元的RxD位元時間將與TxD位元的位元時間相同；假如收發器具有極度非對稱的行為，RxD的顯性位元將大幅縮短，隱性位元則會延長，
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圖2 TxD-to-RxD傳播延遲完美對稱的收發器
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顯/隱性位元時間長度
為了將CAN FD應用的收發器效能最佳化，因此須指定傳播延遲對稱(圖3)。從分析市場上多款CAN收發器便能發現，連續顯性位元數量會對收發器行為造成影響，為了將此發現涵蓋在規格中，指定連續五個顯性位元之後的隱性位元的位元時間遂有其必要。
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圖3 CAN FD收發器的傳播延遲規格
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表1 TxD-to-RxD傳播延遲對稱的新規格
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CAN匯流排網路
另一個發生非對稱延遲的原因，則是匯流排網路本身的實際行為。CAN收發器具有開漏輸出階段(圖1)，且不具如FlexRay收發器的推挽式功率級，這類的開漏概念允許控制隱性到顯性的轉換速率，以將排放最佳化，並允許只從匯流排控制顯性位準。
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圖4 不同電容負載對顯性位元時間的影響
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圖5 標示出最大和最小接收器閾值位準
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溫度
傳播延遲非對稱的另一項原因為溫度。視技術和驅動器概念而定，溫度係數可能為正值或負值。
顯性差動電壓位準
非對稱變動的原因還有顯性差動電壓(VCAN_H-VCAN_L)的位準，如果顯性電壓位準較高，例如接近最高位準的3伏特，關閉時間就會延長，直到差動電壓位準低於最小接收器臨界值位準的500毫伏特。 顯性差動電壓位準取決於三項因素。
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假如位元率較高，VCC範圍和溫度範圍就會縮小，讓較高的位元率也能達到穩定的通訊。
表1的資料顯示，實體層隱性到顯性與顯性到隱性的迴路延遲不同，例如2Mbit/s時的差異可能介於+50∼-100奈秒，若要從接收節點計算預期的位元時間，則需要有收發器和接收器的資訊，針對這項需求，更新後的ISO 11898-2提供了發送器延遲對稱的資訊(圖6)。
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圖6 發射器和接收器延遲對稱的說明
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圖7 發射器傳播延遲對稱的定義
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微控制器和收發器之間的介面也可能是導致非對稱延遲的原因。微控制器TxD輸出驅動器的轉換速率對稱，及收發器RxD輸出驅動器的轉換速率對稱，也會影響對稱。
電路板上的電容負載，還有收發器TxD輸入或微控制器RxD輸入的電容輸入負載，皆可修改對稱。收發器TxD輸入緩衝區的輸入概念，如互補式金屬氧化物半導體(CMOS)位準輸入或電晶體邏輯(TTL)位準輸入臨界值，可能導致額外的對稱，如果輸出驅動器的轉換速率完全相符，CMOS位準輸入影響對稱的程度就較低。因為非對稱是由驅動器的對稱效能決定，如果收發器TxD輸入具有TTL輸入位準，這些臨界值會增加由臨界值建立的額外非對稱。
圖8顯示的範例具有非常低的輸入臨界值和非常小的磁滯。驅動器的轉換速率為極度對稱，但TTL輸入階段會將顯性位元時間縮短，這樣的非對稱會延長隱性位元，因而有所幫助，但匯流排通常會縮短隱性位元時間，在兩端皆有終端的點對點網路中，位元率也會受到限制。
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圖8 TTL與CMOS收發器TxD輸入概念的比較
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圖9 收發器內部位元時間的影響取決於轉換速率
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振鈴因素
另一個非對稱的原因，就是隱性到顯性轉移的振鈴。值得注意的是，這是不受控制的轉移，未終止的線路和星狀拓撲是此轉移發生振鈴的原因，而且振鈴還會額外縮短隱性位元，不過隱性到顯性轉移較不重要，因為收發器會以輸出階段控制轉移。如果發生振鈴，強力的輸出階段便會加以抑制。
實體層對稱的重要性在於實體層非對稱會減少取樣點的可能範圍，如果我們檢視最新可能的取樣點時間，則必須檢查兩種不同的狀況。第一種狀況為要再次同步的兩個隱性到顯性邊緣的最大可能距離，此時間為十個位元時間。若要計算最新的可能取樣點，必須考量：
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第二種狀況為五個位元的情況，並連續傳送最多數量的顯性位元。在此情況下，必須考量上述要點及收發器對稱(2Mbit/s為50奈秒，5Mbit/s為20奈秒)，要找出最早的可能取樣時間，五個顯性位元之後的隱性位元是最重要的。此時，除了其他要點，還必須考慮收發器非對稱(2Mbit/s的100奈秒或5Mbit/s的80奈秒)、網路振鈴和匯流排負載。
若要在高位元率(2Mbit/s以上)運作的CAN FD網路中成功且穩定通訊，應使用特殊的CAN FD收發器及短截線的線性網路拓撲，以及電容匯流排負載引擎控制零件(ECU)，另外，工程師還需要對取樣點進行密集分析，收發器的新參數對典型CAN網路和CAN FD網路都有所幫助。
對於典型的CAN網路，這些參數有助於讓取樣點的計算變得更簡單或更可靠，而不須親自試用或預估任何數值，這些數值會在日後的資料表中提供。目前，ISO 11898-2標準仍持續更新中(亦即對稱檢閱)，其中-2/-5和-6等部分將在ISO11898-2統合為一部分，並將加入新參數。
(本文作者任職於英飛凌)
>來源網址:https://www.2cm.com.tw/2cm/zh-tw/tech/BA9D00ECF5824CFBA4110DD38C3AD409
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掌握非對稱延遲變數 CAN收發器提高資料傳輸率 by 新通訊 / Magnus-Maria Hell
掌握非對稱延遲變數 CAN收發器提高資料傳輸率
未來透過CAN FD通訊協定，CAN資料傳輸率可從資料階段加以提高。目前汽車業分成兩部分討論，一是2Mbit/s的多分支網路，另外則是最高到5Mbit/s和8Mbit/s的多點通訊。
迴路延遲局限CAN FD位元率提升
要廣義涵蓋CAN FD通訊協定，並不須要對現有CAN收發器加以任何改良，但由於在資料階段就要提高位元率，因此實體層(PHY)需要新的參數；而在開發所謂CAN高速接收器時，開發人員有必要參考ISO11898-2/-5/-6標準，這些標準指定許多靜態參數，像是隱性和顯性的電壓位準。
事實上，位元率越高，動態參數就越顯重要，實體層唯一的動態參數為TxD-to-RxD傳播延遲(迴路延遲)(圖1)，參數最大值在現行ISO 11898-2標準下為280奈秒(ns)；在ISO 11898-5標準下為255奈秒；而ISO 11898-6則是以ISO 11898-5為基準，傳播延遲規格相同。
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圖1 TxD-to-RxD收發器傳播延遲規格
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TxD-to-RxD迴路延遲適用於隱性到顯性的轉移，也適用於顯性到隱性的轉移，參數係針對60歐姆(Ω)和100pF的總線負載指定。此種規格的缺點是，允許極度非對稱的轉移傳播延遲，如此將縮短或延長隱性或顯性位元的位元長度，限制CAN FD電報資料階段可能的位元率上限。
圖2顯示極度對稱和非對稱TxD-to-RxD傳播延遲效能的差異。假如收發器具有極度對稱行為，顯性位元的RxD位元時間將與TxD位元的位元時間相同；假如收發器具有極度非對稱的行為，RxD的顯性位元將大幅縮短，隱性位元則會延長，
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圖2 TxD-to-RxD傳播延遲完美對稱的收發器
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顯/隱性位元時間長度
為了將CAN FD應用的收發器效能最佳化，因此須指定傳播延遲對稱(圖3)。從分析市場上多款CAN收發器便能發現，連續顯性位元數量會對收發器行為造成影響，為了將此發現涵蓋在規格中，指定連續五個顯性位元之後的隱性位元的位元時間遂有其必要。
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圖3 CAN FD收發器的傳播延遲規格
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CAN匯流排網路
另一個發生非對稱延遲的原因，則是匯流排網路本身的實際行為。CAN收發器具有開漏輸出階段(圖1)，且不具如FlexRay收發器的推挽式功率級，這類的開漏概念允許控制隱性到顯性的轉換速率，以將排放最佳化，並允許只從匯流排控制顯性位準。
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圖4 不同電容負載對顯性位元時間的影響
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圖5 標示出最大和最小接收器閾值位準
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溫度
傳播延遲非對稱的另一項原因為溫度。視技術和驅動器概念而定，溫度係數可能為正值或負值。
顯性差動電壓位準
非對稱變動的原因還有顯性差動電壓(VCAN_H-VCAN_L)的位準，如果顯性電壓位準較高，例如接近最高位準的3伏特，關閉時間就會延長，直到差動電壓位準低於最小接收器臨界值位準的500毫伏特。 顯性差動電壓位準取決於三項因素。
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假如位元率較高，VCC範圍和溫度範圍就會縮小，讓較高的位元率也能達到穩定的通訊。
表1的資料顯示，實體層隱性到顯性與顯性到隱性的迴路延遲不同，例如2Mbit/s時的差異可能介於+50∼-100奈秒，若要從接收節點計算預期的位元時間，則需要有收發器和接收器的資訊，針對這項需求，更新後的ISO 11898-2提供了發送器延遲對稱的資訊(圖6)。
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圖6 發射器和接收器延遲對稱的說明
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圖7 發射器傳播延遲對稱的定義
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微控制器和收發器之間的介面也可能是導致非對稱延遲的原因。微控制器TxD輸出驅動器的轉換速率對稱，及收發器RxD輸出驅動器的轉換速率對稱，也會影響對稱。
電路板上的電容負載，還有收發器TxD輸入或微控制器RxD輸入的電容輸入負載，皆可修改對稱。收發器TxD輸入緩衝區的輸入概念，如互補式金屬氧化物半導體(CMOS)位準輸入或電晶體邏輯(TTL)位準輸入臨界值，可能導致額外的對稱，如果輸出驅動器的轉換速率完全相符，CMOS位準輸入影響對稱的程度就較低。因為非對稱是由驅動器的對稱效能決定，如果收發器TxD輸入具有TTL輸入位準，這些臨界值會增加由臨界值建立的額外非對稱。
圖8顯示的範例具有非常低的輸入臨界值和非常小的磁滯。驅動器的轉換速率為極度對稱，但TTL輸入階段會將顯性位元時間縮短，這樣的非對稱會延長隱性位元，因而有所幫助，但匯流排通常會縮短隱性位元時間，在兩端皆有終端的點對點網路中，位元率也會受到限制。
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圖8 TTL與CMOS收發器TxD輸入概念的比較
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圖9 收發器內部位元時間的影響取決於轉換速率
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振鈴因素
另一個非對稱的原因，就是隱性到顯性轉移的振鈴。值得注意的是，這是不受控制的轉移，未終止的線路和星狀拓撲是此轉移發生振鈴的原因，而且振鈴還會額外縮短隱性位元，不過隱性到顯性轉移較不重要，因為收發器會以輸出階段控制轉移。如果發生振鈴，強力的輸出階段便會加以抑制。
實體層對稱的重要性在於實體層非對稱會減少取樣點的可能範圍，如果我們檢視最新可能的取樣點時間，則必須檢查兩種不同的狀況。第一種狀況為要再次同步的兩個隱性到顯性邊緣的最大可能距離，此時間為十個位元時間。若要計算最新的可能取樣點，必須考量：
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第二種狀況為五個位元的情況，並連續傳送最多數量的顯性位元。在此情況下，必須考量上述要點及收發器對稱(2Mbit/s為50奈秒，5Mbit/s為20奈秒)，要找出最早的可能取樣時間，五個顯性位元之後的隱性位元是最重要的。此時，除了其他要點，還必須考慮收發器非對稱(2Mbit/s的100奈秒或5Mbit/s的80奈秒)、網路振鈴和匯流排負載。
若要在高位元率(2Mbit/s以上)運作的CAN FD網路中成功且穩定通訊，應使用特殊的CAN FD收發器及短截線的線性網路拓撲，以及電容匯流排負載引擎控制零件(ECU)，另外，工程師還需要對取樣點進行密集分析，收發器的新參數對典型CAN網路和CAN FD網路都有所幫助。
對於典型的CAN網路，這些參數有助於讓取樣點的計算變得更簡單或更可靠，而不須親自試用或預估任何數值，這些數值會在日後的資料表中提供。目前，ISO 11898-2標準仍持續更新中(亦即對稱檢閱)，其中-2/-5和-6等部分將在ISO11898-2統合為一部分，並將加入新參數。
(本文作者任職於英飛凌)
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